Микросхема генератор управляемый напряжением

Схемы генераторов, управляемых напряжением

Раздел содержит схемы 2-фазных и квадратурных генераторов, схему управле-ния включением генератора, схему настройки частоты генератора посредством изменения подключенного реактивного сопротивления, схему точной дистан-ционной настройки, а также другие схемы с иными способами регулировки или варьирования частотой генератора в зависимости от напряжения постоянного тока на различных участках частот в диапазоне от 5 Гц до 150 МГц.

Микросхема К564ГГ1 (CD4046A) содержит следующие внутренние узлы: генератор, управляемый напряжением (ГУН), два фазовых компаратора (ФК1 — исключающее ИЛИ или ФК2 — триггерная схема), формирователь-усилитель УФ входного сигнала, выходной истоковый повторнтель ИП. Для удобства применения на кристалле микросхемы изготовлен источник опорного напряжения — стабилитрон с напряжением 5,2 В. Рассмотрим действие отдельных частей микросхемы ФАП К564ГГ1 (CD4046A). На рисунке показана полная схема так называемой петли ФАП.

Узел ГУН микросхемы К564ГГ1 (CD4046A) — основа ФАП. Она обеспечивает линейность преобразования напряжение — частота лучше 1%. Для установки свободной частоты ГУН и диапазона девиации этой частоты требуется три внешних элемента: конденсатор C1 и резисторы R1, R2 . Элементы R1 и C1 фиксируют свободную частоту генерации, с помощью R2 этой частоте можно дать постоянный сдвиг.

Частота выходных импульсов ГУН микросхемы К564ГГ1 (CD4046A) (на выходе 4) называется свободной, если на входе управления частотой ГУН (на выводе 9) напряжение отсутствует.

В петле ФАП на вход ГУН (вывод 9) подается напряжение ошибки. В устройстве оно снимается с внешнего фильтра низкой частоты (К3, C2), где сглаживается импульсный сигнал, генерируемый одним из фазовых компараторов ФК1 или ФК2. Выбрать выход компаратора позволяет переключатель S1. Управляющий сигнал ГУН имеется и на выводе 10 — исток повторителя. Для правильной работы повторителя требуется подключать внешний резистор нагрузки К = 1О кОм. Если этот выход не нужен, вывод 10 оставьте свободным.

Петля ФАП в схеме состоит из трех узлов: ГУН, ФК1 (или ФК2) и фильтра низкой частоты (ФНЧ). Фильтр НЧ образуют рeзистор R3 н конденсатор С2. Как известно, особо опасна для работы системы ФАП вторая гармоника частоты ГУН. Поскольку входное сопротивление ГУН велико (до 10 12 Ом), номинальная емкость конденсатора С2 в результате может быть небольшой. Входной цифровой сигнал U, вводится в петлю ФАП от входа 14 через усилитель УФ и поступает на сигнальные входы обоих компараторов ФК1 и ФК2. На вторые входы компараторов микросхемы К564ГГ1 (CD4046A) подается выходной меандр свободной частоты от выхода ГУН. На выходе ФК в начальный момент должно присутствовать напряжение ошибки, соответствующее разности частот сигнала U, и свободной ГУН. Отфильтрованное (сглаженное) напряжение с конденсатора С2 поступает на вход ГУН (вывод 9) в такой фазе, чтобы частота ГУН стала приближаться к частоте сигнала U_с.

Некоторое время, таким образом, будет идти переходной процесс автоподстройки частоты. В конце этого процесса установится режим автоподстройки фазы, поскольку частоты будут равны. Затем петля ФАП с большой точностью уравняет фазы сигнала и выходного напряжения ГУН. Полезными выходными сигналами петли ФАП могут быть как напряжение с выхода ФНЧ (выход повторителя, вывод 10), так и выходная частота f_гун (вывод 4). Напряжение U_фнчиспользуется при демодулировании входного ЧМ-сигнала (получается ЧМ-детектор), а частота f_гун — результат работы синтезатора частоты.

Для синтеза частот, кратных входной частоте сигнала U_с выход ГУН (вывод 4) присоединяется ко входам ФК (вывод 3) через внешний цифровой делитель частоты в N раз. Тогда выходная частота ГУН будет в N раз выше, чем основная. Для схем синтеза частот необходимы счетчики с предварительной записью, а также реверсивные и программируемые; можно использовать счетчики К176ИЕ4, К561ИЕ9 и К561ИЕ10.

У схемы ГУН имеется вход разрешения Е. Напряжение низкого уровня на этом входе разрешает работу схеме ГУН и истоковому повторителю. Если требуется уменьшить мощность потребления в режиме ожидания, на вход разрешения Е следует подать напряжение высокого уровня. Номиналы внешних элементов следует выбирать в пределах: R1, R2 ≥ 10 кОм, R_и ≤ 1 МОм, С1 > 100 пФ (при U_и.п = 5 В) и С1 > 50 пФ (при U > 10 В).

Центральную частоту ГУН f₀ (свободная частота ФАП, работающей с компаратором ФК1) можно выбрать по рисунку. Выбранную частоту f₀ следует сместить (сдвинуть) на величину Δf_сдв микросхемы и нулевой провод соединить через резистор R2. Значение частоты Δf_сдв можно определить по рисунку. Необходимо учесть, что от экземпляра к экземпляру микросхем выбранные значения f₀ и Δf_сдв могут меняться даже на 20 %.

Рассмотрим зависимость максимальной f_max и минимальной f_min частот от отношения номиналов R2/R1. Здесь f_max определяется, когда U_вхГУН = U_и.п, а f_min если U_вхГУН = О. Значение частоты f_max составляет 1,5 МГц (U_и.п = 15 В); при U_и.п = 5 В f_max = 0,5 МГц.

Фазовые компараторы ФК1 и ФК2 имеют общие входы (вывод 3). На внешний вывод 3 следует подавать сигнал только логики КМОП (уровень логического нуля ниже 0,3 U_и.п логической единицы — выше 0,7 U_и.п). Сигналы с меньшей амплитудой можно подавать через емкость и дополнительный усилительный каскад. ФК1- простой каскад исключающее ИЛИ. Для хорошей его работы и увеличения диапазона захвата ФАП требуется строго симметричный входной меандр U_с. Схема ФК1 такова, что без входного сигнала (или помехи) на ее выходе имеется потенциал U_и.п/2, под действием которого ГУН должен генерировать на центральной частоте диапазона f₀. С этим компаратором ФК1 полоса захвата петли ФАП остается в заданных пределах при сильных помехах. ФК1 лучше обеспечивает слежение ФАП на частотах, близких к гармоникам центральной частоты ГУН fo. Особенность применения ФК1 в том, что фазовый угол между сигналом и выходом компаратора U_выхФК меняется от 0 до 180 о о (четверть периода). Рассмотрим диаграмму работы: когда между напряжением сигнала U_c и напряжением ГУН U_ГУН существует равенство частот f₀ и угол сдвига соответствует 1/4 периода. В такой момент выходное напряжение ФК1 представляет собой меандр с удвоенной частотой ГУН (третья линия на диаграмме). Постоянная составляющая такого меандра U_и.п/2, однако даже после хорошего ФНЧ выходное напряжение U_выхФНЧ имеет некоторую составляющую второй гармоники частоты ГУН (четвертый график диаграммы). Эта помеха в петле ФАП наиболее трудно устранимая. Полоса захвата ФАП с использованием ФК1 определяется полосой ФНЧ.

Схема ФК2 представляет собой четырехтриггерное ЗУ с логикой управления. Чтобы ФК2 и ФК1 работали на общий выход, схема ФК2 имеет третье состояние Z. ФК2 запускается положительными перепадами входных импульсов, поэтому скважность приходящих прямоугольных импульсов сигнала U_с не имеет значения. На рисунке показано пять осциллограмм для петли ФАП, работающей с ФК2.

Если частота входного сигнала больше (или меньше), чем частота ГУН, то выходной каскад ФК2 находится в разомкнутом Z-состоянии. Когда частоты равны, но сигнал отстает по фазе от напряжения ГУН, выходное напряжение ФК2 будет находиться на низком уровне. Если отстает по фазе напряжение ГУН от напряжения сигнала U_с, а выходе ФК2 появится напряжение высокого уровня. Высокий (или низкий) уровень на выходе ФК2 будет удерживаться до тех пор, пока существует разность фаз. На выходе ФНЧ (конденсатор С2) напряжение U_С2 скачком изменяться не может, поэтому уравнивание фазы U_выхГУН с фазой сигнала U_с потребует некоторого времени.

После уравнивания фаз оба р- и п-канальные выходные транзисторы ФК2 размыкаются, выход переходит в Z-состояние, следовательно на конденсаторе С2 будет храниться потенциал, соответствующий равенству фаз. Соответственно управляющему напряжению U_С2 будет зафиксирована частота ГУН. ФК2 имеет специальный выход фазовых им. пульсов ФИ. По уровню напряжения U_фи можно видеть, находится ли ФАП в режиме слежения (высокий уровень) или подстройки (низкий уровень).

Таким образом, при работе ФК2 разность фаз между U_с, и U_ГУН режиме слежения петли равна нулю. В эти моменты ФК2 потребляет минимум тока, поскольку его выходной каскад разомкнут. Полосы слежения и захвата ФАП с ФК2 одинаковы и не определяются свойствами ФНЧ.

Если сигнала U_с нет, ГУН настраивается на самую низкую частоту своего диапазона под воздействием минимального напряжения U_вых.ФК

На диаграмме отмечены три периода. Считаем, что частоты U_с и U_ГУН равны. На этапе 1 фаза U_с опережает фазу U_ГУН. После переходного процесса подстройки (ему по времени соответствует отрицательный импульс U_фи), фазы уравниваются, так как напряжение U_С2 повышается. Это напряжение сохраняется на протяжении этапа 2, когда удерживается равенство фаз.

На этапе 3 соотношение входных фаз сигнальной U_с и опорной U_ГУН последовательностей импульсов обратное, поэтому для уравнивания их напряжение U_с2 должно несколько уменьшиться.

Особенности применения в петле ФАП фазовых компараторов ФКI и ФК2 указаны в таблице.

Зарубежным аналогом микросхемы К564ГГ1 является микросхема CD4046A.

TL431 TL431A TL431B KA431 LM431

Микросхема TL431 представляет собой программируемый трехвыводной шунтовой стабилизатор напряжения, функционально подобный стабилитрону с низким температурным коэффициентом. Выходное напряжение TL431 стабилизируется внутренним опорным источником и программируется в диапазоне от 2.5 до 36 В с помощью двух внешних резисторов. Микросхема интересна также широким диапазоном рабочих токов от 1 мА до 100 мА при типовом динамическом сопротивлении 0.22 Ом. Характеристики этих опорных источников делают их отличной заменой для стабилитронов во множестве приложений, таких, скажем, как цифровые вольтметры, источники питания и любые иные схемы, которым нужен прецизионный источник напряжения. В настоящее время они широко распространены в импульсных источниках питания.

При определенных сочетаниях напряжения питания и емкости нагрузки TL431 проявляет любопытную нестабильность, следствием которой является возникновение устойчивой генерации, частота которой может варьироваться в диапазоне от 10 кГц до 1.5 МГц, в основном, в зависимости от входного управляющего напряжения. Отчасти это происходит из-за образования в этих условиях области отрицательного сопротивления. Как показано в предлагаемой статье, причинами нестабильности не являются ни наличие двух внутренних полюсов, ни третий полюс, вносимый внешним конденсатором, включенным последовательно с сопротивлением нагрузки (Рисунок 1). Выходной каскад на одном транзисторе, добавленный для буферизации генератора, формирует выходной сигнал с TTL уровнями.

Рисунок 1.	Управляемый напряжением генератор на основе TL431 с буферизованным выходом.

Описание работы TL431

Рисунок 2.	Управляемый напряжением генератор на основе TL431 с буферизованным выходом.

Принцип работы генератора можно понять, рассматривая схему в двух аспектах. Первый связан с основной функцией TL431 как источника опорного напряжения. Обратимся к эквивалентной схеме генератора, изображенного на Рисунке 2. Величина постоянного тока I₁ (см. Рисунок 3) зависит от напряжения приблизительно следующим образом:

где V_KA – напряжение «стабилитрона». Предположим, что вначале конденсатор не заряжен, и, соответственно, V_KA = 0. Конденсатор постепенно заряжается частью тока I₁ до тех пор, пока напряжение на нем не достигнет равновесного значения с TL431, то есть, V_KA = 2.49 В. Однако зарядный ток на этом не обрывается, и конденсатор продолжает заряжаться. Моделирование переходных процессов в изображенной на Рисунке 2 схеме показало, что напряжению конденсатора достаточно превысить равновесное значение V_KA всего на несколько микровольт, чтобы обратная связь вновь восстановила равновесие. Происходит это следующим образом.

Рисунок 3.	Упрощенная иллюстрация распределения токов в релаксационном генераторе на основе TL431.

Поскольку база транзистора Q1 напрямую соединена с конденсатором, с ростом V_KA увеличивается и напряжение на эмиттере Q1 (которое также является напряжением базы Q11), и, соответственно, увеличивается ток через транзистор Q11. Транзистор Q9 и резистор R8 образуют коллекторную нагрузку Q11. Поэтому увеличение коллекторного тока Q11 приводит к снижению коллекторного напряжения Q9. В связи с тем, что Q9 и Q10 являются элементами токового зеркала, коллекторные токи этих двух транзисторов имеют ту же величину, что и Q11, но Q10 имеет динамическую коллекторную нагрузку в виде транзистора Q6, который через резистор R5 получает ток базы от второго токового зеркала, состоящего из транзисторов Q2, Q4 и Q12. Конструкция токового зеркала такова, что начальный рост эмиттерного напряжения Q1 увеличивает его напряжение V_BE. Это вызывает увеличение тока коллектора Q6, а, следовательно, и коллекторного тока Q10. В результате напряжение на его коллекторе возрастает, и также возрастает напряжение на подключенной к нему базе транзистора Дарлингтона Q7, Q8, отчего Q8 открывается, и напряжение V_KA быстро спадает. В данной конкретной схеме вывод опорного напряжения (R), к которому подключен конденсатор, соединен с выводом катода (K). Таким образом, как только напряжение на конденсаторе начинает превышать равновесное значение, устройство стремится тут же восстановить равновесие, быстро уменьшая напряжение катод-анод.

С помощью блок-схемы изображенной на Рисунке 3, мы объясним, каким образом возникают устойчивые колебания при нарушении равновесия TL431. Конденсатор заряжается небольшим, почти постоянным током, частично отбираемым от тока источника питания I₁. На Рисунке 3 зарядный ток обозначен как I₃. Когда напряжение конденсатора проходит точку равновесия V_REF, ток I₂, состоящий из суммы коллекторных токов Q7 и Q8 (Рисунок 2), быстро и эффективно уносит заряд, накопленный в конденсаторе. Длительность импульса I₂ невелика, но достаточна для того, чтобы сбросить напряжение на конденсаторе ниже точки равновесия. Затем конденсатор вновь начинает заряжаться, забирая ток от I₁, цикл заряда-разряда повторяется, и, таким образом, начинаются устойчивые колебания. Разряд конденсатора происходит очень быстро, поэтому ток во время разряда намного превышает ток I₁ источника питания, подчиняясь соотношению I = ΔQ/Δt, где ΔQ – накопленный заряд конденсатора.

Оценка времени заряда и разряда

Если токи заряда и разряда известны, можно найти приближенное выражение для величин зарядов, получаемых конденсатором, и отдаваемых им в выходные каскады TL431. При установившихся колебаниях эти заряды будут равны.

Из Рисунка 3 видно, что

Величина тока I_BIAS микросхемы TL431 равна примерно 260 мкА и практически не меняется в широком диапазоне управляющих напряжений V_CTRL.

На основании сказанного можно составить следующее дифференциальное уравнение:

Здесь R_S – сопротивление, включенное последовательно с источником управляющего напряжения. Решая дифференциальное уравнение на интервале между нижним (Vc L ) и верхним ( Vc H ) порогами напряжения V_C при установившихся колебаниях, можно найти время заряда:

Оценить время разряда несколько сложнее, поскольку он происходит через динамически изменяющееся сопротивление. Эффективное сопротивление, через которое уходит приобретенный заряд, можно приблизительно рассчитать следующим образом. Моделирование и эксперименты показывают, что в режиме устойчивых колебаний V_KA не опускается ниже 1.60 В и не поднимается выше 2.74 В. На Рисунке 4 показана взятая из справочных данных вольтамперная характеристика TL431.

Рисунок 4.	Характер изменения динамического сопротивления TL431B. (Взято из [1]).

Эта зависимость напоминает прямую ветвь диодной характеристики, поэтому ее можно аппроксимировать следующей функцией:

В отличие от обычного диода с p-n переходом, ток TL431 слабо зависит от температуры, поскольку в микросхеме используется опорный источник с напряжением, определяемым шириной запрещенной энергетической зоны. Можно показать, что динамическое сопротивление равно

Линейная аппроксимация взятых из справочных данных характеристик дает R0 ≈ 135.9 кОм, α ≈ 2.304 В/кОм. Таким образом, в области существования колебаний сопротивление меняется от 1.7 кОм до 246 Ом. В контексте разряда конденсатора это означает, что с увеличением управляющего напряжения скорость разряда увеличивается, так как сопротивление эффективного пути протекания разрядного тока мало. Значит, можно ожидать, что при увеличении управляющего напряжения время разряда уменьшится, т.е., частота увеличится. Фактически это и наблюдалось в реальном генераторе. Моделирование показывает, что ток, забираемый из конденсатора при разряде, весьма велик, поэтому время разряда обычно очень мало и может не приниматься во внимание.

Выходной сигнал генератора берется непосредственно с конденсатора, поэтому для исключения влияния нагрузки необходима внешняя буферизация. SPICE модели микросхемы TL431 можно найти в различных источниках, например, на сайтах Texas Instruments и LTspice Wiki. В симуляторе использовались различные модели, и все они генерировали одинаково (Рисунок 5). Практические эксперименты выполнялись с микросхемами TL431A и TL431B, KA431 и LM431. И хотя во всех случаях возникали колебания, входные напряжения, необходимые для возбуждения схемы, а также диапазон частот генерации для каждой микросхемы были различны. Кроме того, опорные напряжения этих устройств имели разброс от 2.43 В до +2.53 В.

Рисунок 5.	Выходные сигналы SPICE модели ГУН на микросхеме TL431.

Наблюдения показали, что амплитуда выходных колебаний генератора в точке, обозначенной на Рисунке 1 как OSC, возрастает с увеличением управляющего напряжения V1. Частота в диапазоне практически используемых токов также находилась приблизительно в прямой зависимости от входного управляющего напряжения, однако при определенных токах картина менялась, и рост напряжения сопровождался уменьшением частоты. В Таблице 1 приведены результаты измерений в области прямой линейной зависимости частоты от напряжения для двух различных микросхем.